Compact MIMO antenna with miniaturized wideband and high isolation
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摘要:目的
针对舰船通信装置安装空间受限且由于其他装备对信号产生干扰导致舰载天线通信效率低的问题，提出一种可覆盖宽频带的小型化高隔离紧凑型多输入多输出（MIMO）天线。
方法天线单元以一个椭圆贴片为基础，通过旋转平移扩展成最终的八角结构；四个单元正交放置在介质基板上，提高了天线的数据传输速率和信道容量；通过在天线的背面添加方片形金属贴片提高天线单元之间的隔离度，天线整体尺寸仅为32*32 mm2。
结果实测结果表明：S11≤−10 dB的阻抗带宽实测为3.4～10 GHz，天线的S31从−15 dB下降到−22 dB以下，最低低至−46 dB，隔离度提高了31 dB；天线包络相关系数小于0.05，分集增益大于9.7 dB；天线的最高增益可达4.5 dBi。
结论设计的MIMO天线在实现小型化的基础上可覆盖宽频带并拥有较高隔离度，具有抗干扰、信道容量高等特点，可以广泛应用于舰载无线通信设备中。
Abstract:ObjectivesIn order to solve the limitation of the installation space of shipboard communication devices and the low communication efficiency of shipborne antennas due to interference of signals by other equipment, a miniaturized and high-isolation compact MIMO antenna that can cover a wide frequency band is proposed.
MethodsThe antenna unit is based on an elliptical patch that expands into the final octagonal structure by rotational translation; The four units are placed orthogonally on the dielectric substrate, which improves the data transmission rate and channel capacity of the antenna; By adding a square metal patch on the back of the antenna to improve the isolation between the antenna units, the overall size of the antenna is only 32*32 mm2.
ResultsThe measured results show that The impedance bandwidth of S11≤−10 dB is measured to be 3.4-10 GHz, the S31 of the antenna drops from about −15 dB to less than −22 dB, the lowest is as low as −46 dB, and the isolation is improved by 31 dB; the antenna envelope correlation coefficient is less than 0.05, the diversity gain is greater than 9.7 dB; the highest gain of the antenna can reach 4.5 dBi.
ConclusionsOn the basis of miniaturization, the MIMO antenna can cover a wide frequency band and has a high degree of isolation, and has the characteristics of anti-interference and high channel capacity, which can be widely used in shipborne wireless communication equipment.
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Keywords:
- MIMO antenna /
- decoupling /
- miniaturization /
- wideband
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0. 引 言
现代海战中，实现远距离的目标探测和通信对提升综合作战能力十分重要[1]。随着舰载无线通信系统的迅速发展，海上通信环境变得复杂、拥挤，信号的多径衰减问题日益突出。同时，由于海上通信设备高度集成化，用于放置舰载通信设备的空间越来越小，这对于天线的尺寸要求越发苛刻[2]。如何在提高天线通信速率的同时实现小型化成为当下的研究热点。
多输入多输出（multiple input multiple output， MIMO）天线由于具有良好的提高信道容量的能力以及稳定、可靠等性能优点，在无线通信领域中得到广泛应用，已成为无线通信技术的重要组成部分。实现MIMO天线小型化最简单的方法是将其物理尺寸减小，但当天线的总体结构变得更加紧凑后，天线单元间的距离会大幅缩小，其表面产生的耦合电流会大幅增强，对天线原本的电流分布产生干扰[3]。MIMO天线单元之间的强烈耦合会严重影响天线辐射的效率、极化、方向图以及增益等性能。所以，在实现天线小型化、宽频带、多单元的基础上，对MIMO天线解耦处理，可以大幅度提升通信系统的数据传输效率，实现大容量传输。因此，如何设计MIMO天线实现天线小型化的同时还能降低耦合、提高天线的隔离度，值得深入研究[3-6]。
常用的MIMO去耦方法有地板开槽、添加去耦枝节、利用中和线去耦等。Luo 等[7]提出一种小尺寸超宽带MIMO天线。此天线直接利用两条方形微带线作为辐射单元，在两个单元之间刻蚀一个T形凹槽，改善天线的低频阻抗匹配性能，并抑制表面上的耦合电流，使端口之间的隔离度达到18 dB；南敬昌等[8]通过在接地板上加载波纹T型枝节，并刻蚀倒π形槽缝隙，实现了较高的隔离度；Zou 等[9]通过在天线单元之间引入中和线，利用其产生的额外电流，与单元间的耦合电流相互抵消，实现了宽带天线阵列的良好匹配和隔离，但天线的尺寸过大，不利于投入实际使用。李其强等[10]设计了一款小型化具有滤波功能的MIMO天线，利用磁壁效应将天线切半实现天线的小型化，但是天线单元间隔离度仅为15 dB。
由此可见，小型化的天线由于尺寸过小难以设计较复杂的去耦结构，过往研究很难将小型化与高隔离同时实现，针对这一问题，本文将提出一种小型化高隔离紧凑型四单元MIMO天线结构。通过扩展天线单元辐射面积实现天线小型化，并拓宽天线频带、提高增益，引入的方片形解耦结构可以减弱天线单元间的耦合，经参数优化后可大幅度提高天线的隔离度。与现有的设计方法对比，该结构具有尺寸小、结构简单、隔离性强以及增益较高等优点。
1. 四端口MIMO天线设计
1.1 天线单元结构设计
天线单元的设计过程如图1所示，天线单元尺寸为16×16 mm2。天线初始单元为简单的椭圆形结构，如图1(a)所示。为了降低天线的馈电损耗，采用共面波导进行馈电，调节馈线的宽度可获得合适的阻抗匹配效果。为了拓展天线频带宽度，优化天线的回波损耗及增益，将原始椭圆结构分别向左右两侧旋转45°得到图1(b)所示具有四角结构的天线2。图1(c)和图1(d)通过继续增加天线单元的角数，得到了天线3与天线4，完善了天线的性能。
天线的回波损耗S11及增益的优化过程如图2所示。天线1的S11在低频段4.3 GHz处产生了谐振点，但频带较窄；经过增加角数，天线2的工作频段由低频段移到了高频段，带宽有所增加且回波损耗大幅降低，但高频段的增益由4.3 dBi下降到3 dBi。为了优化天线的带宽及增益，将角数进一步增加到6，得到天线3，此时天线的增益未发生明显变化。图3给出了天线单元的表面电流分布。由于天线结构的横向延长使得天线表面的电流路径改变，相较于天线2，天线3的电流强度明显减弱，此时天线的频点发生了后移，带宽减小且回波损耗增大。将角数增加到8个，天线4变为对称的八角结构，角数的增加延长了天线表面的电流路径，使得天线的回波损耗减小，带宽得到了大幅度增加，天线的中心频点为6.85 GHz，可覆盖4.3～9.4 GHz的频带范围，八角结构的天线4增益可达到4.3 dBi。当进一步增加角数，天线的结构趋近于圆形，使得增益发生恶化，所以当天线的角数为8时，天线4可达到最佳性能。
对于所提出的天线结构4，为进一步优化天线的阻抗匹配，对天线的馈线宽度进行调节。图4为天线输入阻抗的实部与虚部随馈线宽度的变化曲线。可以看出，阻抗的实部随着馈线宽度的增加而减小，当馈线宽度Wp=1.56 mm时，输入阻抗的阻值在50 Ω附近，且电抗分量值较小，实现阻抗匹配。
1.2 天线整体结构设计
图5为四端口MIMO天线的整体几何结构图。天线的整体尺寸为32 mm×32 mm×1.6 mm，选用50 Ω的微带线进行馈电，天线印制在介电常数为4.3、损耗角正切值为0.025的FR-4介质基板上。如图5(a)所示，天线单元以正交排列的方式放置在介质基板上，结构布局紧凑，充分利用了介质板的空间。为了提高天线单元间的隔离度，在天线介质基板的背面引入一个方片形状的解耦结构，如图5(b)所示，将其放置在天线背面的中心，可大幅度提高MIMO天线的隔离度，表1为图中天线的详细参数含义及取值。
表 1 天线的结构参数Table 1. Structural parameters of the antenna参数 数值/mm 介质基板长度Ls 32 馈线长度Lp 7 馈线宽度Wp 1.56 金属地板长度W1 6.94 金属地板宽度W2 3.2 椭圆长半径R1 5.86 椭圆短半径R2 2 圆弧半径Rs1 16 馈线与地板间的缝隙D1 0.55 2. 天线性能分析
2.1 天线解耦机理分析
天线单元相互垂直或者正交放置时，利用天线方向图和极化方向的不同，可减小天线间的相互耦合。如图5(a)，天线的4个单元正交放置在介质基板上，当端口1被激励时，其余端口与50 Ω的传输线匹配。6.85 GHz时的天线表面电流如图6(a)所示，天线贴片上的最大电流沿其轮廓自上而下流动，此时天线最大电流的矢量方向与y轴平行。当端口2被激励时，6.85 GHz时的天线表面电流如图6(b)所示。与端口1类似，天线贴片上的电流也是沿着其轮廓自上而下流动，但是由于天线单元的正交排布，此时天线最大电流的矢量方向与x轴平行。天线的表面电流方向由于天线单元位置的不同而分别与y轴和x轴平行，说明天线产生了线极化，而相邻天线单元之间的隔离度由于这种互相垂直的线极化关系而有所提高[11]。
然而，仍有部分耦合电流从馈电端口耦合到其他未馈电端口。为了在不增加天线物理尺寸的情况下进一步减小天线单元间的耦合，提高四端口MIMO天线的隔离度，首先在天线的背面添加一个由4个金属条组成的正四边形结构1，如图7（a）所示。金属条上产生的表面电流与天线辐射贴片表面电流的方向相反，可减弱天线间的耦合。但由于金属条横穿过天线辐射贴片的中心，产生的谐振会导致天线的工作频带变窄。为避免上述情况的发生，将矩形金属条优化成弧形金属条得到结构2，如图7（b）所示。此时，避免了金属条与天线辐射贴片重合部分过大而影响天线工作带宽的问题。结构1与结构2的表面电流分布如图8（a）和图8（b）所示。
图9（a）为在解耦结构2下天线单元间的隔离度曲线。由图可知，此时天线的S21和S41均在−20 dB以下，说明天线相邻单元间具有较高的隔离度；而天线在低频段的S31大于−15 dB，即处于对角位置的两个单元间的耦合过大。于是为了改善S31，将解耦结构2的中心填实得到一个方片形的结构3，如图7（c）所示。经演化得到的解耦结构3是一个以1/4圆弧为边的四边形，圆弧的半径为Rs1。该解耦结构放置在天线介质基板的背面，正对4个天线单元的中心。由图8（c）可知，方片形解耦结构的弧形边缘线及尖角能产生大量与耦合电流流向相反的表面电流，削弱天线间的耦合；由弧形金属条组成的环状结构变为实心方片形结构，可以延长耦合电流的路径，从而提高天线的隔离度。图9（b）显示了在解耦结构3下天线单元间的隔离情况。可知，天线的S31大幅下降，隔离度得到有效改善。
图10为添加解耦结构前后的四端口MIMO天线隔离度的对比，对方片形结构的解耦能力进行了对比验证。添加解耦结构后，天线的S21和S41在高频段明显减小，由−20 dB下降到−30 dB，隔离度提高了10 dB；天线的S31在主要频段从−15 dB左右下降到−22 dB以下，最低低至−46 dB，隔离度提高了31 dB。天线表面电流分布图（图11）更加直观地验证了所加方片形结构的解耦效果。图11(a)为端口1被激励时未添加解耦结构的天线表面电流图，即使4个天线单元正交放置，仍有部分电流从馈电端口耦合到其他3个端口；添加解耦结构后，其他3个端口无明显电流通过，如图11(b)所示。
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图 10 有无解耦结构的S参数对比Figure 10. S-parameter comparison with or without decoupling structure![]()
图 11 添加解耦结构前后天线表面电流分布Figure 11. Add the current distribution map of the antenna surface before and after the decoupling structure2.2 天线的参数影响分析
为了解方片形解耦结构对天线隔离度的影响，通过扫描圆弧半径Rs1进行对比分析。图12为端口1被激励时，圆弧半径Rs1对S21，S31的影响结果。图12(a)中，随着Rs1从14 mm增大到16 mm，天线的S21在低频段4.1～6.06 GHz及高频段7.3～8.4 GHz的范围内逐渐减小；当Rs1增大到16 mm时，天线的S21在4.3～9.4 GHz的频带范围内均小于−20 dB。图12(b)中，天线的S31同样随着圆弧半径Rs1的增大而减小，但是对于8 GHz以上的频段，圆弧半径Rs1越小，天线S31的频点越低。当Rs1=16 mm时，天线的S31虽然在8.2 GHz以上相对较高，但是在所关注的整个范围内小于−15 dB，最低可至−47 dB。此外，由于天线的正交排布，天线的S21与S41相同，在此不做过多赘述。
综合以上分析结果，当Rs1=16 mm时，天线的S21，S31和S41达到最佳效果，此时天线的隔离度大于20 dB，最高达到46 dB，具有较高的隔离度。
四单元MIMO天线的S11与微带馈线同地板间的缝隙D1及原始椭圆的长半径R1有关，缝隙D1影响天线的工作带宽，椭圆的长半径R1决定天线的谐振点。针对D1的参数值进行优化分析，图13为不同D1对应的S11的结果。当D1=0.25 mm时，由于地板与馈线距离过小，导致天线的输入输出损耗过大，在低频段内天线的S11在−10 dB以上，天线无法正常工作；将D1逐步增大，当D1=0.31 mm时，S11有所改善，低频段的回波损耗降低，在8.8 GHz产生了谐振点；将D1增加到0.43 mm时，天线可覆盖4.13～9.3 GHz的频带范围；为进一步优化阻抗匹配的效果，当D1增加到0.55 mm时，天线的S11曲线在保持原有形状下继续下降，此时天线的工作频带未发生改变，但回波损耗减小；当D1继续增大，天线的S11发生恶化，工作带宽减小。所以，当D1=0.55 mm，天线的S11可达到最优效果。图14为改变R1对S11的优化结果。当R1从5.29 mm增加到5.86 mm时，天线的谐振频点由9.1 GHz前移至8.4 GHz，且天线的频带宽度逐渐变大。当R1=5.86 mm时，此时天线可覆盖4.2～9.5 GHz的频带范围，中心频点为6.85 GHz。
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图 13 馈线与地板的缝隙D1对S11的影响Figure 13. Effect of the gap D1 between the feeder and the floor on S113. 仿真与测试结果分析
为了验证本文所提出的天线的工作性能，对设计天线进行了加工测试，天线由SMA连接器进行激励。在微波暗室中对天线的端口性能和方向图进行测试。制作的天线实物及测试环境如图15所示。
3.1 S参数测试
图16为该四端口MIMO天线的仿真与实测S参数的结果。从图中可看出，天线的S11及S31实测结果要优于仿真结果，在3.4～10 GHz的阻抗带宽下，S11小于−10 dB，完全覆盖仿真结果4.3～9.4 GHz的阻抗带宽；在所测试的整个频段内，天线的S21在−15 dB以下，S31在−20 dB以下，天线的实测S31最低可至−43 dB。由于设计的MIMO天线端口数较多且尺寸较小，存在多端口匹配损耗；在加工、焊接过程中发生的操作失误会对天线性能的测试结果产生影响；且测试环境中的不可抗因素也会对实测结果造成干扰，导致天线测试的频点发生前移，仿真与实测曲线出现了一定偏差，但二者总体吻合。在之后的天线实物焊接与测试中，应注意操作手法及测试环境的降噪处理。
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图 16 天线S参数仿真与实测对比Figure 16. Comparison of antenna S-parameter simulation and actual measurement3.2 辐射方向图
图17为6.7 GHz时天线E面的仿真和实测辐射图，图18为6.7 GHz时各端口的三维辐射场。可以看出，仿真与实测的辐射方向图在最大辐射方向上基本一致，天线的辐射角度广、辐射方向分布均匀，且1、3端口的E面辐射方向图发生了翻转，这种方向图的分集模式说明四端口MIMO天线具有更好的抗干扰能力。方向图的测试在微波暗室中完成，由于测试时收发天线设置高度难以保证绝对一致，采用二维测试转台进行测试时，产生了测角误差，继而导致最终的测试结果出现偏差，但天线的最大辐射方向一致。为了减小方向图测试与仿真结果的误差，采用二维测试转台时应尽量保证收发天线在同一高度，减小产生的测角误差[21]。
3.3 增益与辐射效率
图19为不同频率下四端口MIMO天线的峰值增益曲线，在天线可工作的频段范围内，天线增益在1～4.5 dBi之间，辐射效率可达70％。
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图 19 四端口MIMO天线峰值增益与辐射效率曲线Figure 19. Four-port MIMO antenna peak gain and radiated efficiency curve3.4 包络相关系数与分集增益计算
天线的包络相关系数（ECC）和分集增益（DG）是衡量MIMO天线单元间独立性与分集性能的重要参数，可根据式（1）与式（2）计算得到[12]。低耦合的MIMO天线具有超低的ECC以及较高的DG，对于可投入生产使用的MIMO天线而言，要求其在工作频带范围内的ECC小于0.5，DG接近10 dB。
ρeij=|∬ (1) 式中： eij 为端口i与端口j之间的相关系数（i, j=1, 2, 3, 4）； {F}_{i}（\theta ,\phi ） 和 {F}_{j}\left(\theta ,\phi \right) 为当端口i或j被激励时天线的远场辐射参数。
DG=\sqrt{1-{\left|{\rho }_{eij}\right|}^{2}} (2) 图20为天线的ECC与DG。可见，在整个工作范围内，天线的ECC小于0.05，DG大于9.7 dB，证明天线具有良好的分集特性及独立性能[13]。
3.5 信道容量损耗计算
信道容量损耗(channel capacity loss，CCL)是计算高度相关MIMO天线信道损耗的关键参数，能测量数据传输速率的上限。计算公式为[19]：
{C_{{\text{loss}}}}{\text{ = }} - {\log _2}\det ({\varphi ^R}) (3) {\varphi ^R} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {{\rho _{11}}}&{{\rho _{12}}}&{{\rho _{13}}}&{{\rho _{14}}} \\ {{\rho _{21}}}&{{\rho _{22}}}&{{\rho _{23}}}&{{\rho _{24}}} \\ {{\rho _{31}}}&{{\rho _{32}}}&{{\rho _{33}}}&{{\rho _{34}}} \\ {{\rho _{41}}}&{{\rho _{42}}}&{{\rho _{43}}}&{{\rho _{44}}} \end{array}} \right] (4) 式中： {C_{{\text{loss}}}} 为信道容量损耗； {\varphi ^R} 为接收天线的4×4相关系数矩阵； {\rho _{ij}} 为端口i与j之间的反射系数，i,j=1,2,3,4。
{\rho _{ij}} = 1 - \left({\sum\limits_{j = 1}^4 {\left| {{S_{ij}}} \right|} ^2}\right) (5) {\rho _{ij}} = - (S_{ii}^*{S_{ij}} + S_{ji}^*{S_{jj}}) 6 计算得出有无添加方片形解耦结构的天线信道容量损耗如图21所示。由图可知，在未添加方片形解耦结构前，由于4个天线单元正交布局产生的极化分集使得该天线低频段的CCL保持在0.4 (bits·s−1)/Hz以下，但6.4～8.2 GHz范围内的损耗过大。当添加方片形解耦结构后，高频段的CCL明显降低，说明添加的方片形解耦结构能够有效改善天线的信道容量损耗，天线在多径干扰的情况下具有更高的数据传输速率。
总之，所设计的MIMO天线在所有关键参数（ECC、DG、CCL）上都显示出优异的分集性能。
3.6 性能比较
将本文所设计的四端口MIMO天线的解耦方法、尺寸、带宽、隔离度、辐射效率、峰值增益以及包络相关系数与已发表文献中的天线进行综合比较，如表2所示。文献[5]与文献[18]中天线的隔离度较高，但尺寸较大；文献[11]与文献[17]虽然具有较宽的带宽但ECC值偏大，天线的独立性不够好；文献[14]与文献[15]所提出的天线虽然具有较小的尺寸但其增益最高仅能达到3，且文献[14]中的隔离度较差，文献[15]中天线的辐射效率较低。相比其他已提出的四端口天线，本文采用正交排布天线单元与添加方片形解耦结构相结合的方式设计出的紧凑型四端口MIMO天线，在实现小型化的基础上获得了宽带宽、高隔离与高增益，具有良好的分集性能及尺寸优势。
表 2 天线性能比较Table 2. Antenna performance comparison文献 解耦方法 尺寸/mm3 电尺寸/ {\lambda }_{0} 3 带宽/GHz 增益/dBi 辐射效率/% ECC 隔离度/dB [5] 缺地陷结构 44×48×1.6 1.03×1.12×0.037 112％(3.1-11) 3.6～4.1 70 0.003 ＞20 [11] 天线单元正交布局 40×40×1.524 1.10×1.10×0.041 127％(3-13.5) 3.5 / ＜0.4 ＞15 [14] 分裂环谐振器（SRR） 45×45×0.2 0.64×0.64×0.002 96％(2.2-6.28) 3 60 ＜0.22 ＞14 [15] 金属通孔（SIW） 32×32×1.6 0.45×0.45×0.022 71.4％(3.2-5.2) 3 ＞55 ＜0.11 ＞25 [16] 地板加载枝节 50×40×0.8 1.21×0.97×0.019 128％(2.6-12) 1～7 70～85 ＜0.05 ＞25 [17] 倒置C接地平面及正交放置 40×40×1.524 0.91×0.91×0.035 109％(3.1-10.6) 2.9 90 ＜0.13 ＞16 [18] EBG结构 55×49×1.6 1.83×1.63×0.053 40％(8-12) / 46～62 ＜0.026 ＞22 本文 天线单元正交布局及方片形去耦结构 32×32×1.6 0.71×0.71×0.035 98.5％(3.4-10) 1-4.5 70 ＜0.05 ＞20 4. 结 论
面对舰载天线安装空间受限的场景以及对天线抗干扰性能的要求，提出一种可覆盖宽频带的小型化高隔离紧凑型MIMO天线。通过将天线单元正交放置产生线极化削弱相邻单元间的耦合，设计的方片形解耦结构可以改变耦合电流的流向，进一步提高天线单元之间的隔离度。对天线进行了实物加工，天线的实测结果与仿真结果基本一致，在3.4～10 GHz工作频段内具有良好的辐射性能。设计的天线具有小型化、宽频带、低耦合、抗干扰等优点，可以广泛应用于无线路由器、铁路无线电视网、舰载无线通信等需要多天线的领域。
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图 10 有无解耦结构的S参数对比
Figure 10. S-parameter comparison with or without decoupling structure
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图 11 添加解耦结构前后天线表面电流分布
Figure 11. Add the current distribution map of the antenna surface before and after the decoupling structure
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图 13 馈线与地板的缝隙D1对S11的影响
Figure 13. Effect of the gap D1 between the feeder and the floor on S11
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图 16 天线S参数仿真与实测对比
Figure 16. Comparison of antenna S-parameter simulation and actual measurement
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图 19 四端口MIMO天线峰值增益与辐射效率曲线
Figure 19. Four-port MIMO antenna peak gain and radiated efficiency curve
表 1 天线的结构参数
Table 1 Structural parameters of the antenna
参数 数值/mm 介质基板长度Ls 32 馈线长度Lp 7 馈线宽度Wp 1.56 金属地板长度W1 6.94 金属地板宽度W2 3.2 椭圆长半径R1 5.86 椭圆短半径R2 2 圆弧半径Rs1 16 馈线与地板间的缝隙D1 0.55 
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表 2 天线性能比较
Table 2 Antenna performance comparison
文献 解耦方法 尺寸/mm3 电尺寸/ {\lambda }_{0} 3 带宽/GHz 增益/dBi 辐射效率/% ECC 隔离度/dB [5] 缺地陷结构 44×48×1.6 1.03×1.12×0.037 112％(3.1-11) 3.6～4.1 70 0.003 ＞20 [11] 天线单元正交布局 40×40×1.524 1.10×1.10×0.041 127％(3-13.5) 3.5 / ＜0.4 ＞15 [14] 分裂环谐振器（SRR） 45×45×0.2 0.64×0.64×0.002 96％(2.2-6.28) 3 60 ＜0.22 ＞14 [15] 金属通孔（SIW） 32×32×1.6 0.45×0.45×0.022 71.4％(3.2-5.2) 3 ＞55 ＜0.11 ＞25 [16] 地板加载枝节 50×40×0.8 1.21×0.97×0.019 128％(2.6-12) 1～7 70～85 ＜0.05 ＞25 [17] 倒置C接地平面及正交放置 40×40×1.524 0.91×0.91×0.035 109％(3.1-10.6) 2.9 90 ＜0.13 ＞16 [18] EBG结构 55×49×1.6 1.83×1.63×0.053 40％(8-12) / 46～62 ＜0.026 ＞22 本文 天线单元正交布局及方片形去耦结构 32×32×1.6 0.71×0.71×0.035 98.5％(3.4-10) 1-4.5 70 ＜0.05 ＞20
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